ＨＢＴ　ＭＭＩＣ功率放大器的自适应线性化偏置技术

摘要：设计HBT MMIC功率放大器，偏置电路的选择对于提高功率放大器的效率和线性度至关重要。为了在效率和线性度之间取得良好折中，一个重要的方法是让HBT的偏置点随输入信号的功率变化而变化。许多文献都对这种自适应偏置技术进行了研究，然而，对于多种自适应线性化偏置电路比较和分析的文章尚未见报道。本文综合叙述了适用于HBT MMIC工艺，尺寸小、成本低的多种自适应线性化偏置电路，总结了这些偏置电路的基本工作原理，并提出了一种改进的线性化偏置电路。

关键词：功率放大器；偏置电路;异质结晶体管；单片微波集成电路；线性化

1引言

现代无线通信业务的迅速发展要求越来越大的通信系统容量。为了实现更高的数据速率和频谱效率，现代通信系统普遍采用线性调制技术，如QPSK、QAM、HPSK、OFDM等。但这些调制方式产生的信号均为非恒定包络的调制信号，而且系统又是多载波多信道的，因此，信号的峰均比很大。射频系统，特别是射频功率放大器的任何非线性都容易产生不希望的频率分量，严重影响系统的性能。另一方面，功放的效率决定着通话时间和电池的使用寿命，而高效率的功放一般为非线性功放。所以必须采取适当的线性化技术来提高功放的线性度，使得功放具有较高效率的同时具有高的线性度。

高效率的功率级要求所采用的功率管的开启电压低，击穿电压高，且工作在接近饱和状态。由于异质结双极晶体管（HBT）器件具有效率高、增益大、线性特性好、功率密度高、只需单一电源且具有相当低的漏电流等特点，使得它很适合于功放设计。传统上，功放的偏置点和负载线都是按照1dB压缩点（P1dB）最优来设计，功放在输出功率最大时效率最高。然而，由于功放经常工作在非最大输出功率状态[1]，为了提高功放的平均效率，就要求功放在较宽的工作范围内均有高的效率。对于HBT 的单片微波集成电路（MMIC）功放而言，为了在效率和线性度之间取得良好折中，一个重要的方法就是让HBT的偏置点随输入信号功率而变化，即工作在动态的A类状态，并称这种偏置技术为自适应线性化偏置。许多文献都分别对这种偏置技术进行了研究，然而，对于各种自适应线性化偏置技术与电路进行分析和比较的文章尚未见报道。本文综合叙述了适用于HBT MMIC工艺、尺寸小、成本低的自适应线性化偏置电路，在分析和总结这些偏置电路的基础上，提出了一种改进型的自适应线性化偏置电路，对于设计者选取和设计更多形式的功放偏置电路具有重要意义。

2自适应线性化偏置技术原理

传统的双极型晶体管偏置电路一般由两个电阻串联分压组成，如图1（a）所示。当输入功率增大时，加到HBT₀（以下叙述中以HBT₀指带输出级功率管）基-射结二极管上的RF电压和电流信号，由于二极管的箝位特性，使大的正向电压和负向电流被限幅。经基-射结二极管整流后的平均直流电流Irec将随输入功率增大而增大，而基-射结两端电压VBE降低了△VBE，偏置点由S移动到L₁，如图1（b）所示。这将导致跨导降低，增益减小和相位失真。为了补偿大信号条件下的增益压缩和相位失真，必须保持大信号跨导与小信号跨导一致，因此，应将偏置点由L₁移动到L₂处。一种有效地移动偏置点的方法就是让偏置电路能够提供补偿电流Icom和补偿电压△VBE。实现这种补偿的方法就是自适应线性化偏置技术。

3多种自适应线性化偏置技术

自适应线性化偏置电路虽各有差异，但其基本原理是一致的。图2是利用三极管的基-集结或基-射结二极管实现整流进行补偿的自适应线性化偏置技术。图2（a）中，HBT₁正向偏置的基-集结二极管、电阻R1和电容C₁组成了HBT0的基极偏置电路[2]。当输入功率增大时，经HBT₁基-集结二极管整流后的直流电流增大，结两端直流电压降低，补偿了HBT₀的基-射电压。增大的直流电流还增强了驱动HBT₀的能力，抑制了增益压缩。由于大信号条件下HBT₀的基射结电导随输入功率增大而增大，而HBT₁降低的基-集电压使HBT₁的电导降低，从而补偿了HBT₀电导的变化，抑制了相位失真。与图2（a）相似，图2（b）所示的线性化偏置电路由HBT₁的基-射结二极管、电容C₁和电阻R₂组成[3]。HBT1基-射结二极管起可变电阻的作用，当输入功率增大时，电阻减小，通过其中流入HBT₀的基极电流增大，偏置点升高。C₁旁路RF信号，使P1点电压恒定，RF电压全部加在了基-射结二极管和电阻R₂上，增强了线性化效果。

图3（a）所示的的线性化偏置电路由HBT1的基-射结二极管和电容Cb组成[4][5]。在RF频率上，选取的Cb阻抗值要远小于串联的二极管D1、D2与电阻R1并联后的阻抗，故节点P1处所有的RF信号都通过Cb旁路，使得P1处的直流电压恒定。由于Cb的作用，偏置电路阻抗降低，当RF输入功率增大时，泄漏到偏置电路中的RF功率增加，经HBT1整流后产生的直流电流增大，HBT1发射极电流增大，流入HBT0基极的电流增大。由于HBT1整流的直流电流使HBT1的基-射结直流压降VBE1减小，HBT0的基-射结电压VBE0=Vbb-Ib×R1-VBE1，而流过R1、D1、D2中的电流Ib远大于HBT1的基极电流，从而HBT0的基-射结电压VBE0得到了补偿。通过仔细选择Cb的值，可以使VBE0保持恒定，维持跨导不变，抑制了增益压缩和相位失真。图3（b）中二极管D1的作用类似于图3（a）中的电容Cb[6]。反偏的D1总是处于关断状态，可等效为一寄生电阻与一寄生电容的并联。反偏D1较低的阻抗值降低了偏置电路的阻抗，从而使较多的RF信号通过HBT1耦合到偏置电路中。另一方面，HBT0的发射极面积远大于HBT1的发射极面积，大部分的RF信号都注入到了HBT0中，注入到偏置电路中的RF信号并不影响功放的小信号和大信号增益。

为了保证线性度，多数情况下线性功放仍需工作在功率回退状态，效率大大降低。为了提高功放在低输出功率时的效率，还可以在偏置电路中增加功率控制电路[7]。图4所示偏置电路就是在图3（a）线性化偏置电路的基础上增加了方框内的功率控制电路[8][9]。当Vcon为低电平时，HBT2和HBT3关断，Ib1为0，偏置电路中没有电流流入功率控制电路，HBT0为高偏置电流状态。当Vcon电压超过两倍的VBE时，HBT2和HBT3 导通，功率控制电路从偏置电路中抽取电流Ib1，导致HBT1的基极和发射极电流降低，HBT0中的电流也降低，从而工作在低偏置状态。这样，HBT0就可以根据输出功率的大小选择偏置状态，使电路既能够满足线性要求，又能提高在低输出功率时的效率。

图5是将RF信号耦合到有源偏置中的另一种线性化偏置电路。图5（a）中偏置电路的线性化由HBT1的基射二极管和RF耦合电容C1完成[10] 。C1是RF信号注入到HBT1基极的通路，注入量大小正比于该电容值大小，输入功率越大，注入量越大。注入的RF信号经HBT1整流后产生直流分量，增大了驱动HBT0的电流，同时HBT1基-射结电压降低，补偿了HBT0的基-射结电压降。偏置电路中虽然引入了耦合RF信号的通路，但是HBT0的阻抗仍远小于偏置电路的阻抗，大部分的RF信号仍将流经HBT0放大，因此，偏置电路引入的插损非常小。图5（b）所示偏置电路的工作原理与图5（a）相同，反偏的二极管D3将RF信号耦合到有源偏置电路中[11][12]。

图6是利用电流镜的自适应偏置控制电路。图6（a）中，电流镜和旁路电容Cb组成了偏置电路[13]。由于Cb的作用，偏置电路的阻抗降低，使耦合到偏置电路中的RF信号增大，经HBT1基-射结二极管整流，所产生的直流平均电流增强了驱动HBT0的偏置电流。HBT1的基-射电压降也补偿了HBT0的基-射电压，使之在输入大RF信号时仍能保持足够的偏压。图6（b）中HBT3检测输入信号的功率，其发射结面积和电阻R5决定着输入到HBT3中的功率[14]。输入功率增大时，HBT3的集电极电流增大。HBT3放大的RF信号被电容Cby旁路掉，阻止了RF信号流入到HBT2中。增大的HBT3集电极电流经R1作用，使得HBT2的基极电压降低，其集电极电流亦降低，又经R2作用，增大了HBT1的基极偏压，HBT1的发射极电流因而增大，HBT0的集电极电流也随之增大。因此，自适应偏置控制电路的偏置电流随输入功率的增大而增大。线性化作用由Cb和HBT1的基-射结二极管实现，作用机理与图3（a）相同。

图7是具有温度稳定和阻抗可控的线性化偏置电路。图7（a）所示偏置电路中[15]，HBT0的基极偏置电流由HBT1和HBT2组成的电流镜提供。偏置电流的大小受到偏置控制电压Vbb和电阻R1的控制。HBT1的基极结点电压大约为两倍的基-射结电压，增加了二极管连接形式的HBT3到偏置电路的左边，以维持HBT1基极恰当的直流电平。线性化电路由HBT1和旁路电容C1组成。当输入功率增大时，线性化电路提供给HBT0增大的基极偏压和集电极电流。当温度升高时，由于R2和R3的作用，HBT1和HBT2中增大的电流得到抑制，实现了对温度的稳定。由于R3增大了偏置的阻抗，降低了线性化作用，增加旁路电容C2与电阻R3并联，就可同时实现线性化和温度稳定的目的。图7（b）所示偏置电路由两个电流镜组成：一个电流镜电路由HBT1、HBT2和HBT3组成；另一个由HBT5和HBT6组成。HBT4的基-射结和Cb组成了线性化电路[16]。忽略基极电流的影响，可以得到关系式：

Vbe（HBT4）+V（Rb2）+Vbe（HBT0）=V（Rb1）+Vbe（HBT3）+Vbe（HBT1）

由于HBT1和HBT4中流过的电流相同，有Vbe（HBT4）= Vbe（HBT1），通过选择合适的Rb1和Rb2值，使V（Rb2）= V（Rb1），于是就可得到：Vbe（HBT0）= Vbe（HBT3）。由于电流镜的作用，HBT6中电流控制着HBT5和HBT3中的电流，进而控制着HBT0中的电流，所以Iclass控制着HBT0中的电流。Ibias控制偏置电路阻抗的过程与之相同。通过选择晶体管对合适的发射极面积，可以实现对输出级静态电流和偏置电路阻抗的控制。这将有助于优化输出级效率，同时保持要求的线性度。

表1中列出了文献中报道的功放性能指标和改进情况。可见，通过采用自适应线性化偏置技术，功率放大器在兼顾效率的同时提高了线性度。

4一种改进的自适应线性化偏置技术

为了能够更加有效地补偿增益压缩和相位失真，在图5（a）中，耦合到偏置电路中的RF信号量必须要恰到好处，而耦合量的大小由C1的电容值决定。但在MMIC中，电容C1一旦选定就不能再改变，为克服此缺点，在电路设计初期应考虑能在片外对C1进行调节，为此可以在电路中串联变容管，通过在片外改变加在变容管两端的电压，从而改变耦合路径中的电容值，得到优化的电容值，使功放的性能最优。改进的偏置电路如图8所示。

5结束语

以上讨论的各种偏置技术能够有效地改善HBT的增益压缩和相位失真特性。偏置电路不在信号路径中，插损小，无需额外的直流消耗，几乎不增加芯片面积。偏置电流自动跟踪输入功率变化，同时提高了在低输出功率时的效率和在高输出功率时的线性度。这种自适应线性化偏置电路结构简单，尺寸小，成本低，非常适合于MMIC功放的设计。通过本文的综合分析，设计者可以从中选取合适的线性化偏置电路，设计出高效率、高线性度的功率放大器。

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作者简介

彭艳军，东南大学信息与科学工程学院博士生，研究方向：射频集成电路设计；

宋家友，东南大学信息与科学工程学院，副教授，博士生，研究方向：射频集成电路设计；

王志功，德国工学博士，东南大学教育部长江学者特聘教授，博士生导师，射频与光电集成电路研究所所长，研究方向：超高速、微波与毫米波集成电路、光电集成电路设计。

（注:“本文中所涉及到的图表、注解、公式等内容请以PDF格式阅读原文）